Расчет выпрямителя, стабилизатора, расчетки (Lec4-1version)

Посмотреть архив целиком

Реализация биквада на ПК (интуитивный подход).

Предположим, что резисторы имитируются переключаемым конденсатором (ПК) с частотой переключения Fs, много большей наивысшей частоты сигнала, поступаемого на вход фильтра. Тогда REFF =1/Cs*Fs. Здесь REFF – номинал эквивалентного резистора; СS – переключаемый конденсатор; FS – частота переключения. Заменим каждый резистор на ПК, причем любой резистор с именем Ri заменим на ПК с именем СSi.


Отметим , что все ПК не изолированы друг от друга . У некоторых ПК (CS1 и СS2), левые обкладки имеют одинаковый потенциал в любом из положений ключей ( 1 или 2) , что позволяет объединить "местные" ключи принадлежащие одному из ПК , в один общий , обслуживающий несколько ПК. Одинаковый потенциал имеют правая обкладка CS1 и левая обкладка CS4, правые обкладки CS2 и CS3 и левая обкладка CS5, правые обкладки CS4 и CS5. Благодаря этому счастливому обстоятельству, схему можно перерисовать в виде:

Отметим значительную экономию количества ключей . В результате данная схема имеет каноническую конфигурацию биквада на ПК.


Вернемся к замечанию по поводу знака передаточной функции биквада. Если передаточная функция имеет вид : ,то после преобразований получим:

Как можно видеть , отрицательной величиной теперь является не только резистор величины , но и конденсатор величины . И если отрицательный резистор можно реализовать просто в виде инвертирующего ПК , то для реализации отрицательного конденсатора в любом случае последовательно с ним должен находиться инвертор. Это обстоятельство затрудняет реализацию неинвертирующего биквада, если использовать классические ОУ, т.е. с одним выходом. При использовании нового класса полностью дифференциальных ОУ дополнительный инвертор не нужен (см. рисунок ниже).

В полностью дифференциальных ОУ выходным напряжением является не напряжение между выходом и аналоговой землей, а между выходами, т.е. удваивается. При этом (см. далее):

  • 2 раза увеличивается отношение сигнала с собственному шуму схемы;

  • ввиду симметричной внутренней структуры ОУ теоретически устраняются все внешние наводки;

  • увеличивается быстродействие ОУ.

Изложенные достоинства перекрывают недостаток, заключающийся в необходимости иметь в схеме почти в 2 раза больше ПК и интегрирующих конденсаторов.

Классические формулы для длинноканального MOST.

Крутая область: (1)

; - толщина подзатворного окисла (если это – не окисел, то значение заменить на требуемое); - подвижность носителей в канале (в этих формулах =const); - эффективные ширина и длина канала. - потенциалы затвора, истока и стока соответственно. Обозначают: (не путать с коэффициентом усиления по току в биполярном транзисторе). Также: - напряжение между затвором и истоком; - напряжение между стоком и истоком. Тогда:

Простейший КМОП усилительный каскад.

Общее положение, применяемое к любым усилителям класса А , имеющим достаточно высокий коэффициент усиления: размах входного сигнала , как правило, много меньше постоянного смещения на входе (т.е. постоянной составляющей входного напряжения , жизненно необходимого для любого усилителя , для того , чтобы при заданных характеристиках нагрузки рабочая точка на выходе находилась в середине диапазона изменения выходного сигнала). При этом изменение крутизны входного транзистора много меньше её значения при наличии на входе только постоянного смещения. Можно сказать, что крутизна входного транзистора в каскаде с достаточно высоким коэффициентом усиления постоянна и не зависит от входного напряжения. Такой режим работы усилителя называется режимом малого входного сигнала.

Итак , если у усилительного каскада статический (низкочастотный) коэффициент усиления К0 достаточно велик , то ввиду ограниченности диапазона VВЫХ изменения выходного напряжения , диапазон VВХ изменения входного сигнала также ограничен , мал по величине и равен: малая величина при большом К0 (при этом предполагается, что входной сигнал достаточно низкочастотный, т.е. медленно изменяется во времени. О зависимости коэффициента усиления усилителя K(f) от частоты f – в дальнейших лекциях). Пусть , где - постоянная составляющая входного напряжения, или входное смещение. - переменная составляющая входного напряжения, или сигнал. Тогда VВЫХ также имеет постоянную составляющую , или рабочую точку и переменную составляющую , или выходной сигнал.

На величину рабочая точка отличается от . - постоянная составляющая тока IRн в нагрузочном резисторе Rн и МОSТ или режимный ток. Переменная составляющая является малой величиной ввиду малости : . Здесь g- крутизна MOST для данного режимного тока . Выходной cигнал, т.е. . Примечание: Увеличивать Rн целесообразно лишь до величины, сравнимой с RDS, дифференциальным сопротивлением MOST в пологой области при протекании через него режимного тока (см. дальнейшие лекции). Для увеличения К0 можно увеличить Rн (см. Примечание), однако при этом растёт . Очевидно, что должно быть приблизительно равным , т.е. должно быть.Итак, получается, что чтобынадо ,но при этом уменьшается крутизна и уменьшается усиление каскада К(f) на высоких частотах (см. след. лекции). Концепция активной нагрузки позволяет преодолеть этот недостаток.